作原理。介紹反激式光伏微型并網逆變器的工作原理。詳細分析有源鉗位對逆變器輸出電流波形的影響，推導輸出電流的數學表達式，指出在某些時段會產生輸出電流的畸變。針對開環控制方式不能抑制輸出電流畸變的問題，提出采用輸出電流閉環的控制方式，改善輸出電流的波形質量，降低諧波含量。采用變pi控制策略，保證了整個功率范圍內逆變器的高質量輸出電流波形。仿真并搭建一個230W的，與所示的單級式結構相比，副邊開關管的電壓應力僅僅是單級式結構的一半，電壓應力的降低使得副邊開關管具有更低的導通電阻，導通損耗也隨之減少。另外，變壓器副邊無需中心抽頭，可以減少變壓器的銅損，提高變壓器的利用率。

　　因此，單從提升效率方面來說，準單級式結構比單級式結構更有優勢。

　　單級式有源鉗位反激式逆變器原理圖該結構的前級和有源鉗位反激變換器具有一樣的硬件拓撲，該電路在反激電路上加了一個鉗位電容C.和一個輔助開關管Sa，通過C.儲存和回饋漏感能量，并且利用諧振實現功率管的軟開關。后級是工作在工頻狀態下的全橋拓撲，在半個工頻周期內，對應對角線上的兩個開關管一直導通，作用是將前級變換得到的饅頭波展開成全周期的正弦波。

　　首先介紹傳統有源鉗位反激變換器的工作原理。提出的非互補控制策略，可以有效減少鉗位電容和漏感諧振產生的損耗，本文也采用這種非互補控制策略。

　　為了便于簡化分析，我們假設變換器工作在DCM模式，并且在時刻副邊電流能夠下降到零。

　　電路的穩態波形和各模態等效電路如和4所示。各個模態的工作情況如下詳述。

　　2時刻，輔助管的體二極管導通，副邊二極管也開始導通，勵磁電感儲存的能量開始傳遞到副邊。由于漏感儲存的能量無法傳遞到副邊，假設諧振回路沒有阻尼，則漏感能量將全部轉移到鉗位電容上。在這個階段，勵磁電流和漏感電流的差將被傳遞到副邊。當漏感電流下降為零時，此模態結束。

　　模態4：在3時刻，漏感電流下降為零，輔助管的體二極管關斷。整個模態4期間，漏感電流始終為零，副邊二極管持續導通，勵磁電流線性下降，勵磁電感兩端被輸出電壓的反射電壓鉗位，主管的漏源極電壓等于輸入電壓加上反射電壓。

　　模態5：在4時刻，副邊電流下降到零，副邊整流二極管反向截止，漏感和主管的輸出電容形成諧振，這跟傳統DCM模式的反激變換器一致。

　　模態6：在（5時刻，開通輔助管，勵磁電感和漏感兩端的電壓之和等于鉗位電容電壓，副邊整流二極管再次導通。在這個階段里，漏感電流和勵磁電流都反向加，但是漏感電流加得較快，兩者之差傳遞到副邊，鉗位電容儲存的漏感能量一部分釋放到副邊，一部分回到漏感中，為主管的ZVS開通創造條件。

　　6時刻，輔助管關斷，漏感電流繼續給主管的輸出電容抽流。如果此時漏感儲存的能量大于主管輸出電容儲存的能量，副邊二極管將持續導通，漏感電流和勵磁電流之差將傳遞到副邊。當漏感電流下降到和勵磁電流相等時，副邊整流二極管反向截止，勵磁電感和漏感一起給主管的輸出電容放電。

　　7時刻，主管的輸出電容電壓下降到零，其體二極管導通，為主管的零電壓開通做好了準備。

　　1.2有源鉗位對輸出波形的影響在光伏并網發電的應用中，逆變器多采用電流源型輸出。設計反激式電流源逆變器的思想是將DCM或BCM模式下的反激變換器原邊電流峰值進行正弦調制。如所示，不考慮有源鉗位引起的二次副邊電流，DCM模式下的反激逆變器采用峰值電流正弦調制，控制原邊的電流峰值包絡線（即電流基準）呈正弦規律變化，副邊的電流峰值和平均值包絡線也會呈正弦規律變化。

　　設定電路的開關周期為Tdcm不變，在半個工頻周期內，電流基準可表示為值，即時刻的電流值。在非互補控制技術中，通常將輔助管的開通時間設置為一個固定值，本文將其設定為rauxn.至此，在模態6中，副邊電流可以上升到的比較大值為在模態7中，當漏感電流下降到等于勵磁電流時，副邊電流下降到零，這個時間約為漏感和開關管輸出電容組成的諧振網絡諧振周期的1/4，設為tff2，計算這段電流的平均值如下：可知，副邊電流線性下降，下降時間可以表示為結合式（1）一（3），副邊電流下降時間為可以發現，在半個工頻周期內，副邊電流下降時間不變。由此可以計算副邊電流的平均值為由于在半個工頻周期內，反激變換器的輸出電容平均電流為零，反激的平均輸出電流也就是并網由式（7）可知，由鉗位電容釋放到副邊的平均電流仍然與電網電壓同相，理論上只會影響到輸出電流的幅值，而不會影響到輸出電流的相位。因此在這種情況下，有源鉗位工作方式不會引起輸出波形畸變。

　　以上分析過程中假設t5時刻副邊電流能夠下降到零，但是實際設計過程中，很難保證做到這一點。

　　因為在設計之初，一般會根據副邊電流下降時間小于關斷時間這個條件來滿足DCM模式的要求，從而確定一個比較大占空比，進而設計勵磁電感、鉗位電容等參數，比較終才能確定輔助管開通的時間和死區時間。而輔助管的開通時間和死區時間是包含在關斷時間內的，留給副邊電流下降的時間就相應減少了。但是，在確定某些參數之前，是很難確定輔助管的開通時間和死區時間的，所以就很有可能會出現t5時刻副邊電流不能下降到零的情況。在占空比較大時，出現這種情況的概率更大。

　　當出現t5時刻副邊電流不能下降到零的情況時，副邊電流的波形將會發生改變，如所示，本文對這個波形進行分析。

　　八電流。由式（5）可知，并網電流呈正弦變化且與電網電壓同相。

　　實際上由于有源鉗位的影響，輸出電流將不會是所示純粹的三角波，而是所示由兩部分組成。仍然假設t5時刻副邊電流能夠下降到零，本文對輸出電流作如下分析。

　　在模態6這個階段里，漏感電流和勵磁電流的差將傳遞到副邊。在理想情況下，電路沒有損耗，通過鉗位容放電，漏感電流可反向加到正向比較大時刻副邊電流不能下降到零時的波形先計算t5時刻副邊的電流值，設為is?valey（tt），再設定輔助管與主管的死區時間為Tdead（t8-t6），漏感電流由正向比較大下降到零的時間為7（3-1），這兩個值都是固定的，因此再計算副邊電流再次上升的比較大值：因此，總的輸出平均電流表達式為由式（12）可知，如果副邊電流在，5時刻之前尚未下降到零，副邊電流的平均值就不再與srn（rat）成線性關系，而且此時輸出電流會產生諧波。

　　2控制方式2.1開環控制開環控制方式主要利用DCM模式下反激變換器的電流源特性，只控制原邊電流，而不直接控制輸出電流，控制框圖如所示。該方法控制簡單，在反激逆變器中得到廣泛的研究。但是根據上文的分析，開環控制方式在發生，5時刻副邊電流不能下降到零的情況時，并不能抑制并網電流的畸變。2.2閉環控制為了減少5時刻副邊電流不能下降到零的情況時產生的電流畸變，本文提出了閉環控制策略，如在閉環控制作用下，并網電流的瞬時值將跟隨正弦基準變化，因此無論反激逆變器副邊電流波形如何，只要閉環控制起作用，并網電流就是跟電網電壓同相的正弦波，將不會含有其它次諧波。

　　3仿真和。

　　表1.由可知，此時會有各奇次諧波出現，如果僅用開環控制的話，會引起輸出電流的畸變。頻率/kHz時刻副邊電流尚未下降到零的時段副邊電流平均值的頻譜分析使用Psim9.0仿真軟件對有源鉗位反激逆變器進行仿真，0為開環控制下的并網電流、電網電壓和其中一路反激的副邊電流波形，由圖可知，當占空比較大的時候，如果副邊電流在t5時刻不能下降到零，此時并網電流將會發生畸變，影響并網電流的質量，與理論分析相符。

　　1為在閉環控制下，反激逆變器并網電流、電網電壓和其中一路反激的副邊電流仿真波形。可以看到，當占空比較大的時候，同樣也出現了副邊1閉環控制下電網電壓、逆變器輸出電流和反激副邊電流的仿真波形電流在t5時刻不能下降到零的情況，但是由于閉環控制的作用，并網電流將不會發生畸變，與理論分析相符。

　　2為在開環控制下，反激逆變器的并網電流、電網電壓和其中一路反激的副邊電流。可見在閉環控制下，輸出電流諧波含量得到有效抑制。

　　表2開環和閉環控制下不同并網電流的THD值Tab.2THDvalueofdifferentgrid輸出電流THD/%輸出電流/mA開環控制閉環控制比較高，達到94.2%，半載功率時效率在90%以上。半載功率以下，逆變器的效率下降比較明顯，這是因為磁芯損耗、驅動損耗等一些固有的損耗占總功率的比重逐漸加。提高半載功率以下效率的一個方法是，將兩路交錯并聯的工作方式切換成單路工作。

　　的閉環控制系統，在MPPT邏輯中加入輸入電壓前饋，避免了直流母線電壓崩潰現象。采用MPPT技術在啟動的時候進行軟啟動，在快速追蹤比較大功率的同時可減小啟動沖擊電流，如5所示。

　　5逆變器軟啟動過程率點。

　　4結論本文研究了一種采用輸出電流閉環控制的有源鉗位反激式光伏微型并網逆變器，理論分析、仿真和實驗結果都表明，該逆變器具有以下優點：輸出電流閉環控制，有效減小了有源鉗位工作方式在開環控制下引起的輸出電流畸變，很大程度上改善了逆變器并網電流的波形質量。加入變參數PI控制，優化了整個功率范圍內的輸出波形質量。

　　逆變器在保證輸出電流波形質量的同時，仍然具有較高的轉換效率。

　　采用電壓前饋，避免了直流母線電壓崩潰而影響MPPT的追蹤精度。

　　逆變器具有比較快的動態響應速度。

　　6電池板功率變化時逆變器的響應情況