2月46標志碼：A學科分類號：470.40兩級式單相逆變器輸入電流低頻紋波分析及抑制王建華（1.東南大學電氣工程學院，江蘇省南京市210096；2.金華電業局，浙江省金華市322100；3.航空電源航空科技重點。

　　兩級式單相逆變器架構單相系統的瞬時輸出功率不是恒定的，它在一個直流分量的基礎上疊加了一個2倍系統頻率2/ac的交流分量。不考慮逆變器功率轉換時效率損失，帶單相逆變器負載的直直變換器輸入功率中含有較大的低頻脈動分量，不同于傳統帶阻性負載的直直變換器在閉環工作時呈現的恒功率特性。對于該脈動功率，通過對變換器控制，理論上有3種處理方式：1）將該脈動功率轉移至第三方儲能裝置；2）容許該脈動功率以脈動電流的形式出現在輸入端（由輸入端電源提供）；3）容許該脈動功率出現在中間母線（由變換器自身感容儲能元件平衡）。

　　處理該功率脈動一系列較好的解決方案，多屬于處理方式1），但該方式往往使系統呈現多端口特性，電路本身及控制方式均較復雜。從處理方式2）的角度出發，提出直流有源濾波器方案，傳統Buck類變換器及電池特性未知情況而言，并不是一個通用解決方案。處理方式3）的典型解決方案可歸納為無源及有源兩類，借助較大的電解電容來平滑母線電壓波動，并減小該紋波電流值，但這將使得系統體積和重量很難減小。

　　加入額外電感，系統體積和重量仍無法進一步減小。從控制角度對輸入電流低頻脈動問題作了詳盡分析，基于直直變換器線性交流小信號模型研究了紋波的產生及傳遞機理，并提出相應主動紋波抑制策略（實質是平均電流控制），在不改變主電路的同時有效平衡了功率脈動，是比較好的選擇。但該線性交流小信號模型建立在變換器為理想直流變壓器的前提下，即帶寬無限。

　　而該主動紋波抑制方案的效果卻依賴于變換器的不同控制帶寬設計，具體可按自控原理中梅森公式推導獲得。

　　為輸出電壓米樣系數；G辦）為外環補償器增益；Fm（s）為脈寬調制（pulsewidthmodulation，PWM）調制增益；Gid（s）為輸入電流對占空比的傳遞函數；Gd（s）為輸出電壓對占空比的傳遞函數；i（s）為電流采樣系數；Gi（s）為內環補償器增益；GiLd（S）為電感電流對占空比的傳遞函數；G（s）為電感電流對輸出電流的傳遞函數。

　　由以上分析可知，前級直直變換器濾波電感設計已不同于傳統帶阻性負載的直直變換器的電感器設計，后者的擾動信號頻率通常為開關頻率，配置ic濾波器諧振頻率/.適當低于開關頻率/s即可，因而通常按電感電流若干分之一連續初選電感值可以獲得相對較小的體積和重量與較好的濾波效果。帶單相逆變器負載的直直變換器輸出濾波器處理的擾動信號不僅有開關紋波，還含有2/ac=800Hz低頻紋波，為了抑制低頻擾動紋波，需要配置iC濾波器的諧振頻率遠低于800Hz，可以選取/.=24/5作為設計初始值，再折衷考慮體積和重量與4⑷的濾波效果。

　　2.2平均電流控制策略電流型控制引入電流作為控制對象，理論上可以實現對電流控制。本文引入平均電流控制模式，采樣電感電流作為內環控制對象。（b）比較了Buck變換器在開環控制、單電壓環控制、平均電流控制情況下4（4的幅頻特性曲線。由可知，在100Hz處，來自負載電流的擾動信號不能為開環及單電壓環策略所抑制，但可以通過平均電流控制實現有效抑制。其在100Hz處提供了-10dB的衰減，足以抑制來自負載側的擾動紋波。

　　考慮紋波抑制的需要，系統主電路及調節器設計準則需要作如下適當改進（本文采用的是典型Venable2型單零點雙極點補償網絡作為外環及內環電流環控制器，其他補償網絡亦可）：直直變換器外環及內環止頻率要求錯開，否則環路間相互作用有可能導致變換器不能正常工作。此時進一步要求兩者以100Hz為中心，相差至少10倍頻，以滿足⑷在中頻段100Hz處的衰減效果。

　　外環截止頻率/希望盡可能低。

　　電流環截止頻率/在確保穩定性前提下通常愈高愈好，以改善變換器動態性能。其遠高于100Hz擾動信號頻率，能夠提供中頻段足夠的衰減。

　　按如上所述設計準則，設計外環截止頻率為/c=6Hz，電流內環截止頻率/cl=2kHz，相位裕度均為40.左右，同時（s）在中頻段100Hz處足夠的衰減。需要指出的是，此時外環截止頻率較低，使得變換器類似于功率因數校正控制器，穩定性較好，但動態性能較慢。由于兩級式逆變器動態性能主要由后級逆變器決定，因此該設計并不影響系統穩定性、穩態及動態性能。但在突加負載時，由于前級變換器動態響應較慢，有可能導致母線電壓瞬時跌落較多，若干個工頻周期后級正弦波電壓出現削頂現象，其后恢復正常。

　　40dB/10倍頻斜率下降，直至外環補償器零點位置；100Hz所在中頻段處4（s）幅頻曲線持續平直，直至電流環截止頻率/ci=2kHz為止。因此，對于給定前端變換器，有以確定外環截止頻率允許比較大值/co，max：此時外環截止頻率要求小于/co，max=17.8Hz，以確保足夠的增益衰減。

　　3仿真及（圖中給出的是直直變換器半周工作電感電流，與另一半電感電流共同組合為恒定直流電流）。此時電流環截止頻率/ci被推高至6kHz以獲得更好的動態性能，遠高于2倍輸出電壓頻率100Hz，且外環截止頻率/ra為6Hz.此時有4（-2兀-100）=-10dB，提供了足夠的電流增益衰減以抑制來自輸出側的電流脈動影響。由0可知，輸入電流基本平直，低頻紋波分量<2%，可以實現恒功率輸入。

　　1400Hz逆變器樣機測試波形好地被抑制到5%以下，滿足規格書中輸入電流15%低頻紋波限制要求。

　　電壓型控制為驗證該方法的普適性，該分析方法及控制方案在一臺600VA 28V輸入115V/400Hz兩級式單相航空靜止變流器工程樣機上進行驗證，該樣機前級為推挽正激直直變換器，后級為三態滯環電流控制全橋逆變器，中間母線電壓。=180V（主電路及控制參數未知）。測試結果如1所示，可知改進前輸入電流中800Hz的25%低頻紋波分量能夠很4結論揭示了在兩級式單相逆變器輸入電流紋波抑制方面，平均電流控制要優于開環及電壓型控制。

　　建立直直變換器電流反向增益模型d辦），并基于其給出前級平均電流控制直直變換器主電路及控制電路設計準則外環截止頻率/盡可能低；電流環截止頻率兄遠高于兩倍輸出電壓擾動信號頻率，以提供⑷中頻段足夠的衰減。

　　能夠實現兩級式單相逆變器恒功率工作。

　　致謝航空航天大學碩士研究生李姣麗和鄧翔高級工程師幫助下完成，本文作者一并表示誠感謝！