一種可再生能源并網逆變器的多諧振PR電流控制技術
發布時間：2019-07-12 11:34:57來源：
當今社會，化石燃料燃燒造成的環境污染以及非可再生資源的不斷消耗所帶來的能源危機，使得可再生能源的開發變得非常重要。風能、地熱能、燃料電池以及太陽能等新型可再生能源不斷興起，并在分布式發電（distributedgeneration，DG）中占據越來越多的份額。
可再生能源通過并網逆變器向電網饋能，構成局部微電網，因此并網逆變器技術是可再生能源利用的關鍵技術之一。并網逆變器一般采用脈寬調制（pulsewidthmodulation，PWM）下的電流源控制，將帶有大量高頻分量的電流注入電網，影響電網質量。為了濾除高頻電流，通常會在逆變器與電網之間加濾波電感。許多提出一種LCL型濾波器，相對于傳統L型濾波器，LCL濾波器通過電容支路提供高頻旁路，從而使流入電網電流的高頻分量大大衰減，被廣泛應用于大功率設備。
派克變換能夠將三相正弦輸入變成兩相直流量，從而可以使用傳統的PI調節器進行控制，但是軸下的電流存在強耦合，解耦會使控制方法變得復雜。三相正弦輸入在兩相靜止坐標軸系下仍然是正弦量，因此不能使用PI調節器進行控制。雖然使用PI加電網電壓前饋控制可以減小靜態誤差，但仍然不能完全消除靜差，而且由于上下橋臂之間死區的影響，一般逆變器輸出都會存在低頻諧波，PI調節器無法消除這類諧波。一些能夠在指定的頻率處提供無窮大的益，從而實現特定頻率的無靜差控制。如果加在5、7次等處的諧振控制，則可以有針對性地消除這些頻率的諧波，顯著提高注入電網的電流質量。
比例諧振控制是多階系統，特別是多頻率諧振，系統的階數迅速加，再加上LCL濾波器為三階系統，控制環的設計變得非常復雜。在這種情況下，提出了一種基于根軌跡理論的PR調節器設計方法，該方法根據系統根軌跡的變化選定合適的PR參數，從而保證系統穩定，并提供較好的動態性能。
本文根據三相并網逆變器的運行特點、LCL濾波器及PR調節器的工作特性，在加入5次諧波諧振環節的基礎上，研究在兩相靜止坐標系下電流環的設計，根據根軌跡理論設計系統的極點分布，選取控制器參數并驗證系統的穩定性。比較后將該設計方法得到的控制參數應用于搭建的1kW三相并網發電系統為本文研究的基于LCL濾波器的并網逆變器的主電路拓撲。其中。為直流側電壓。IGBT開關管乃一丁6組成三相半橋結構，ig、is和RC組成LCL濾波器。
兩相靜止坐標系下基于LCL濾波器的并網逆變器控制策略電路少，系統設計簡單，硬件上則可以將LCL濾波器獨立出來，便于實現。但由于電流反饋量較少，對控制方法要求較高，且沒有電容電流反饋，不能用軟件加系統阻尼，必須加入阻尼電阻。
如所示，直流側電壓由電壓調節外環控制，而直流PI調節器的輸出則作為兩相旋轉坐標系下d軸的電流給定，其大小表示系統的有功功率。通過給定g軸電流，可以調節逆變器輸出的無功功率，如果要達到單位功率因數，則可將g軸電流給定設為0.在得到勿軸電流給定后，通過反派克變換，可以得到冰軸下的電流給定，該給定值與采樣得到的逆變器側電流相減作為PR調節器的輸入，PR調節器的輸出經過反克拉克變換后通過空間矢量到電網電壓的頻率和相位，并提供給派克變換使用。
1.3開關周期平均模型由所示，根據基爾霍夫電壓和電流定律，可以得到如下方程組：其中k相橋臂上管導通Sk=i-1，k相橋臂下管導通聯的阻抗；々為第々相；為電網電壓；認為逆變器輸出點與地之間的電壓；為逆變器輸出點與電容中點乃之間的電壓；f/DD為電容中點乃與地之間的電壓。
根據式（1），消去變量與之后，可得用如下形式：對系統進行開關周期平均，可得這種多諧振的PR調節器在叫處存在諧振峰如所示，為系統提供了很大的益，從而實現對頻率為h的交流分量的無靜差跟蹤。同時由控制理論知識可知，系統開環益越大，則抵抗環內擾動的能力越強，因此，系統對于頻率為h的干擾有很強的抵抗能力。
是連續量；和分別為電網電壓和逆變器側電流的開關周期平均。
對式（6）應用克拉克變換，得到系統在兩相靜止坐標系下的開關周期平均模型：根據式（7），可以得到系統在兩相靜止坐標系下的系統框圖（基于平均開關周期模型），如所示。
由于兩相靜止坐標系下沖上的電流沒有耦合，因此設計時可以只考慮其中一相。由，系統的開環傳遞函數為理想的PR調節器具有以下形式：Gpr（s）該調節器在交流角頻率為h處具有無窮大的增益和180.的相移，而在其他頻率處益為0，且相移為0.但在實際使用中，無窮大的益會給系統的穩定性帶來不利影響，因此PR調節器經常使一階慣性環節用來近似逆變器側電流的采樣保持，而延時環節則表示數字控制環節的延時，本文可認為等于數字控制周期。由式（10）可以看出，加入PR調節器后，系統的階數上升，如果PR調Kp增大節器采用兩個諧振頻率，則系統階數達到八階，需要合理設計PR調節器才能保證系統的穩定。
為加入調節器后系統的開環波德圖和PR調節器的波德圖。
由于三相無中線結構中不存在3次諧波的相電流，因此本文采用了兩個諧振頻率的PR調節器，一個是基波頻率的諧振，用來無靜差地跟蹤兩相靜止坐標系下的電流給定；另一個是5次諧波的諧振，用來消除逆變器輸出電流中的5次諧波。為了合理地設計控制器參數，本文采用根軌跡理論，通過繪制系統參數變化時的根軌跡圖，找到使得系統穩定的參數范圍，然后再根據系統根的分布，得到比較佳的PR調節器參數。
2.2PR參數的影響將PR調節器參數作為參變量時系統的根軌跡如所示。其中，（a）、（b）為第I組圖，顯示隊1與尤H變化所產生的根軌跡，0.003圖，顯示Kp、C5與尤5i變化所產生的根軌跡，實軸（d）的局部放大圖PR參數作為參變量時系統根軌跡圖0.003 為LCL濾波器參數對閉環系統極點的影響。由可知，電阻尺對系統的極點影響比較大，隨著尺的大，LCL濾波器的阻尼大，系統除5次諧波諧振環節產生的極點外均遠離虛軸，且極點的阻尼也隨之大。因此A的大有利于系統穩定，同時也有利于消除極點所帶來的振蕩。 逆變器側電感4以及電網側電感對系統閉環極點的影響相對較小。系統根軌跡變化不明顯。但從（b）、（c）仍然可以看出，隨著is的大，閉LCL濾波器參數對系統閉環極點的影響環系統的極點有遠離虛軸的趨勢，系統穩定性強，且極點對應的阻尼大，因此震蕩會減小；而的大則使閉環系統的極點靠近虛軸，系統穩定性減弱。同尺一樣，ig和4對5次諧波諧振環節產生的極點幾乎沒有影響。 2.5參數選取在本系統中，LCL濾波器的設計參照，比較終選取的LCL濾波器參數值如表1所示。 表1 LCL濾波器參數參數取值根據控制理論原理，要使系統穩定，系統的根必須分布于坐標系的左半平面。其次，系統參數設計應該留有一定的裕量，使得LCL濾波器參數發生變化時系統仍能穩定工作。再次，要保證系統能夠有效地抑制LCL濾波器的諧振環節，提高輸出電流的質量，LCL濾波器所產生的極點應該有足夠的阻尼，以便衰減震蕩，同時應該讓其遠離虛軸，減弱對系統的影響。因此本文選擇第1對極點的拐點（如（a）中標注）作為系統極點設置，選擇合理的。 同時在保證系統有一定穩定裕量的前提下選擇較大的及i，以大基波以及5次諧波處的諧振峰值。 根據以上原則，比較終選定的參數為：昃1選定的系統閉環極點分布為：Pu當逆變器側電感和網側電感值在25%之間變化、電阻值在30%之間變化時，系統的極點分布如所示。可見，即使LCL濾波器參數在一定范圍內變化，系統都能保持穩定。 LCL濾波器參數發生變化時系統閉環極點分布為了減輕PR調節器的負擔，在系統控制中還引入了電壓前饋，如所示和f.該電壓前饋和f與電網電壓成正比，與直流側電壓成反比得到。調制波由前饋量和及電流環PR調節器輸出得到。前饋使得調制過程中PR調節器負擔降低，因此在加前饋后，可以提高對直流母線波動的調節速度，加其響應速度。 3，PR調節器參數如上文所述選定。三相半橋結構由三菱公司PM75CLA120型智能功率模塊（intelligentpowermodule，IPM）實現。所有的控制算法，包括直流電壓外環、電流PR內環以及PLL都在TI微控制器TMS320F28335中實現。系統的載波頻率為15kHz，采用SVPWM調制方式。逆變器交流側直接與電網相連，直流母線電壓設定為650V.流給定從1/3載變到半載以及半載變到1/3載時，電流的動態響應如0所示。 經過測式，得到不同負載下并網電流的總諧波畸變率（totalharmonicdistortion，THD）值以及5次諧波含量（以基波含量為基準），并與PI加前饋的控制方法進行比較，如1（a）、（b）所示。橫坐標P表示功率，縱坐標THD和分別表示總的諧波0電流的動態響應畸變率以及5次諧波的含量。由1（a）可知，PR調節器輸出的電網電流THD在全負載內都明顯低于PI調節器，而1（b）則顯示在整個負載范圍內，并網電流中5次諧波的含量也有了大幅下降。 2為滿載條件下電流的諧波分析圖，圖中（a）并網電流THD（b）并網電流5次諧波相對于基波的百分比1不同功率下電網電流波形THD及5次諧波含量2滿載下電流諧波分析給出了低次諧波相對于基波的百分比，其中/代表頻率，THA代表各次諧波含量。由2可知，由于5次諧振器的加入，5次諧波己經被抑制到基波的1.6%以下。可見本文所設計的多諧振數字式PR調節器在并網逆變器中對電流質量的提高起到了顯著作用。 4結論本文對基于LCL濾波器的并網逆變器在兩相靜止坐標系下建立了完整的開關周期平均模型，并針對多諧振PR調節器階數高、難以設計的問題，應用根軌跡理論，分析PR參數以及LCL濾波器參數對閉環系統極點的影響，選擇合適參數，在保證系統穩定的前提下得到比較佳的性能。比較后搭建了一臺10kW并網逆變器樣機，應用本文設計方法得到調節器參數進行并網運行，驗證了基于根軌跡理論設計多諧振PR調節器的實用性與有效性。