兼顧有源濾波的三相四開關(guān)光伏并網(wǎng)逆變器譚興國1，2，馮高明王輝2，張黎2（1.河南理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，焦作454003；2.山東大學(xué)電氣工程學(xué)院，濟(jì)南250061）光伏并網(wǎng)技術(shù)，提出了一種三相四開關(guān)并網(wǎng)逆變方案。該方案依據(jù)實(shí)際光伏發(fā)電情況和電網(wǎng)諧波污染程度，設(shè)計(jì)了可工作在并網(wǎng)發(fā)電模式、有源濾波模式以及兼容模式下的三相四開關(guān)并網(wǎng)逆變器，并推導(dǎo)得到各模式下其指令電流的計(jì)算方法；并利用電流直接跟蹤技術(shù)，有效地實(shí)現(xiàn)各模式間的自適應(yīng)切換；針對方案中三相四開關(guān)拓?fù)涞闹绷髦悬c(diǎn)電位偏移問題，給出了直流母線電容電壓差值前饋的補(bǔ)償方法中，MPPT（maximumpowerpointtracking）為光伏逆變器的比較大功率跟蹤模塊；a、b、c三相輸出中，c相功率元件采用串聯(lián)電容Ci和C2替代。由可知，DC/AC逆變環(huán)節(jié)米用三相四開關(guān)拓?fù)浯娉Ｒ?guī)的三相六開關(guān)拓?fù)洌虼藴p少了1組功率元件，且只需對三相中的兩相進(jìn)行調(diào)制控制。

　　然而，功率元件的減少使得光伏并網(wǎng)變換器的控制性能發(fā)生變化，下文將闡述四開關(guān)并網(wǎng)逆變器的獨(dú)特控制規(guī)律及對應(yīng)措施。

　　1.1.2控制規(guī)律和特性定義開關(guān)函數(shù)況、取±1，分別表示b、c相上下橋臂的閉鎖通斷（見），得到四開關(guān)逆變器三相輸出電流7Fa、7Fb和7f.之間的關(guān)系為：戶為微分算子；4為并網(wǎng)電感；"sb和Kc為并網(wǎng)接入點(diǎn)b、c相的相電壓；尺為線路電阻；dc為四開關(guān)逆變器直流母線電壓。

　　由此可見，在三相四開關(guān)拓?fù)渲校恍鑼上嚅_關(guān)函數(shù)5b、進(jìn)行準(zhǔn)確控制，即可實(shí)現(xiàn)對三相輸出電流的控制。但四開關(guān)變換器也存在著很多問題，如直流電壓利用率較低、直流中點(diǎn)電位偏移等。

　　為保證四開關(guān)變換器的輸出性能，通常要求其直流側(cè)電壓。應(yīng)為交流輸出線電壓峰值的2倍以上。這對功率元件承壓提出了更高的要求，考慮到大功率并網(wǎng)逆變器中必須配置隔離變壓器，因此配置變比為的升壓隔離變壓器，在直流側(cè)的功率器件電壓應(yīng)力降為1/的同時保證四開關(guān)變換器三相輸出耦合為0；此外，在控制方面還可以采用過調(diào)制技術(shù)進(jìn)一步提高其直流電壓利用率。

　　1.1.3中點(diǎn)電位偏移前饋補(bǔ)償算法由于輔助橋臂上電容流過低頻負(fù)載電流，因此四開關(guān)并網(wǎng)逆變存在直流中點(diǎn)電位偏移的問題，應(yīng)予以特別關(guān)注。將該偏移量Am代入四開關(guān)逆變器輸出電壓方程可得由此可見，中點(diǎn)電位偏移導(dǎo)致輸出電壓不平衡，進(jìn)而對并網(wǎng)電流造成影響。由式（2）可知，本文給出的直流中點(diǎn)電位前饋補(bǔ)償算法的具體步驟為：取Am=0.5（mc廠叫2），其中mci和叫2分別為串聯(lián)電容Cl和C2承受的電壓；在b、c相電流值中加入Am/3作為前饋進(jìn)行補(bǔ)償，從而抑制直流中點(diǎn)電位偏移對輸出不平衡的影響。

　　1.2控制策略四開關(guān)并網(wǎng)逆變器可工作于3種模式：并網(wǎng)發(fā)電、有源濾波、以及2者的兼容模式。為充分利用四開關(guān)逆變器容量實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電比較大化與電能質(zhì)量治理的比較佳補(bǔ)償，本文給出了一種基于光伏發(fā)電功率與電網(wǎng)諧波污染狀況的工作模式切換控制準(zhǔn)則，如所示。中，/ref為電流內(nèi)環(huán)控制值；Ppv為光伏實(shí)際輸出功率；八ef為工作模式切換設(shè)定的功率閾值；gh為實(shí)際諧波畸變系數(shù)；gref為諧波閾值。

　　由于逆變系統(tǒng)中光伏出力的波動較大，實(shí)時測量光伏電池輸出功率'v并與設(shè)定的光伏功率閾值八ef進(jìn)行比較。當(dāng)光照充足時，Ppvref，四開關(guān)逆變器全部容量工作于并網(wǎng)發(fā)電模式，比較大限度利用光伏出力。若Ppv　　1.2.1諧波污染指標(biāo)辨識本文設(shè)計(jì)了諧波污染辨識模塊。一般情況下，對于大多數(shù)三相非線性負(fù)載，其負(fù)載電流含有基波和奇次諧波，其中以5次、7次和11次等低次諧波居多。本文通過快速Fourier變換（fastFourier transformation，F(xiàn)FT）算法提取基波、5、7、11次諧波的電流幅值f/5、/7、/11，并定義諧波畸變系數(shù)一旦檢測到諧波畸變系數(shù)大于設(shè)定值gref，則四開關(guān)逆變器可從兼容模式切到有源濾波模式，投入全部逆變器容量進(jìn)行電能質(zhì)量補(bǔ)償。

　　1.2.2指令電流生成方法對于這3種模式，必須設(shè)計(jì)合適的控制策略，既要保證每種模式的正常工作，又要使各模式間能進(jìn)行簡單切換，且過渡過程較為平滑。

　　光伏并網(wǎng)逆變模式實(shí)則是對并網(wǎng)電流的控制過程。本文以逆變器輸出的兩相電流ZFa、ZFb作為控制量，對其進(jìn)行精確的電流跟蹤控制，使其準(zhǔn)確跟蹤電網(wǎng)電壓相位，即可實(shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)功能。

　　有源濾波的典型補(bǔ)償方法分為諧波檢測法和直接跟蹤算法。在電網(wǎng)電壓無畸變的情況下，2種補(bǔ)償算法控制效果是等效的，可由諧波檢測補(bǔ)償算法推出直接電源電流跟蹤補(bǔ)償算法，推導(dǎo)過程如（a）所示。中，ZL為需補(bǔ)償?shù)呢?fù)載電流；ZLh為負(fù)載電流諧波成分；ZFref為APF補(bǔ)償電流指令；ZF為APF輸出反饋電流；Zsref為接入點(diǎn)等效電源電流值；4bref、4cref為b、c相電流值；4為接入點(diǎn)等效電源電流反饋；Msa為接入點(diǎn)a相相電壓；PLL為鎖相環(huán)；0為a相跟蹤相位；々為補(bǔ)償系數(shù),為b、c相橋臂的開關(guān)信號；/p1和/p2為不同模式下經(jīng)外環(huán)得到的電流幅值。

　　為便于實(shí)現(xiàn)模式切換，本文在有源濾波控制中使用電源電流直接跟蹤補(bǔ)償算法，以電源兩相電流Zsc、Zsb作為控制量，使其與電網(wǎng)電壓波形一致，具體如（b）所示。

　　有源濾波APF模只需補(bǔ)償電網(wǎng)中的諧波和無功成分，外環(huán)提供兩相電流4bref和4cref的幅值/p1，用于補(bǔ)償因開關(guān)損耗等引起的直流電壓波動，故電流內(nèi)環(huán)b、c相的實(shí)際指令電流分別為壓實(shí)時變化，與電壓成余弦關(guān)系，實(shí)現(xiàn)了對電網(wǎng)信號的準(zhǔn)確鎖相跟蹤。

　　1.3.2通過硬件實(shí)現(xiàn)電流滯環(huán)跟蹤的電路電流跟蹤技術(shù)的準(zhǔn)確性和反應(yīng)速度直接影響到四開關(guān)變換器控制性能。本文采用電流滯環(huán)跟蹤方式，設(shè)計(jì)了通過硬件實(shí)現(xiàn)電流滯環(huán)跟蹤的電路。

　　電流的閉環(huán)調(diào)節(jié)及滯環(huán)跟蹤無需數(shù)字信號處理器參與，主控系統(tǒng)只需給出電流指令，從而簡化了系統(tǒng)軟硬件設(shè)計(jì)，如所示。

　　控制電路由3部分組成：（1）控制器經(jīng)電壓外環(huán)和鎖相處理得到電源兩相電流信號/sbref和/scref，再經(jīng)TLV5617A串行DA轉(zhuǎn)換器變換成電壓形式的電流指令I(lǐng)rEFB和REFC.（2）電流滯環(huán)比較模塊。電流/ref與實(shí)際電流/FB經(jīng)比較器產(chǎn)生電流偏差，與設(shè)定的電流滯環(huán)寬度進(jìn)行比較，用于產(chǎn)生控制所需開關(guān)信號。中，/fbb、/fbc分別為b、c兩相反饋電流，上下電流滯環(huán)寬度可通過電阻調(diào)節(jié)。（3）脈沖形成與死區(qū)閉鎖模塊。滯環(huán)輸出的程邏輯陣列處理，形成具有死區(qū)的2路脈沖信號，用于驅(qū)動三相四開關(guān)變換器的2路橋臂。死區(qū)時間取決于電容充放電常數(shù)。

　　2，此時直流中點(diǎn)電位偏移基本為0，波形恢復(fù)正常，印證了中點(diǎn)電位前饋方法的有效性。

　　2.2不同模式下的控制效果四開關(guān)并網(wǎng)逆變器可以工作于單獨(dú)并網(wǎng)、并網(wǎng)與APF兼容以及單獨(dú)APF 3種模式，下文將分別對其進(jìn)行介紹。

　　2.2.1單獨(dú)APF模式（a）為投切到有源濾波模式時，啟動過程中a相上的控制效果，其中為a相非線性負(fù)載電流；（b）為三相四開關(guān)逆變器輸出的三相補(bǔ)償相電流。

　　由可知，經(jīng)四開關(guān)APF補(bǔ)償后，電流中的諧波總畸變率（totalharmonicdistortion，THD）由30.7%下降到2.0%，電源電流中的負(fù)載諧波成分得到了有效抑制；若適當(dāng)減小電流滯環(huán)寬度，還可進(jìn)一步減小諧波成分。由Msa和Zsa波形可知，功率因數(shù)被補(bǔ)償為1；電源電流幅值等于負(fù)載基波電流幅值（1A），只提供負(fù)載基波有功電流；即對于電源而言，非線性負(fù)載在四開關(guān)APF的補(bǔ)償作用下，相當(dāng)于被補(bǔ)償為線性電阻的形式。

　　2.2.2并網(wǎng)發(fā)電與有源濾波兼容模式兼容模，指令中隱含有功并網(wǎng)電流和諧波補(bǔ)償電流，如所示。電源電流幅值為0.5A，小于基波有功電流設(shè)定值（1A）。由（a）可知，此時三相四開關(guān)并網(wǎng)逆變器除補(bǔ)償諧波外，還向負(fù)載提供了0.5A的有功電流（這也是電源電流幅值變小的原因），實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)發(fā)電與有源濾波的兼容控制。

　　改變電流指令幅值士即可改變有功輸出與有源濾波控制的占比。

　　2.2.3四開關(guān)并網(wǎng)發(fā)電模式在光伏并網(wǎng)模式下，四開關(guān)變換器以單位功率因數(shù)并入電網(wǎng)，控制效果如所示。中，為四開關(guān)變換器并網(wǎng)側(cè)a相相電壓；四開關(guān)光伏變換器輸出有功功率'=40W，電壓與電流波形一致，功率因數(shù)為1，四開關(guān)光伏變換器并網(wǎng)發(fā)電，向電網(wǎng)提供有功功率。

　　并網(wǎng)模式由上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，通過對四開關(guān)光伏變換器施加合適的控制策略、改造隔離變壓器變比，即可在四開關(guān)低成本拓?fù)湎拢瑢?shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)發(fā)電與有源濾波多種功能；若在光伏輸出側(cè)配置儲能，還可以進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)能量的雙向傳輸控制，擴(kuò)大四開關(guān)并網(wǎng)逆變器的應(yīng)用范圍。

　　3結(jié)論本文結(jié)合光伏并網(wǎng)發(fā)電與有源濾波等技術(shù)，在不改變硬件拓?fù)涞那闆r下，提高了光伏發(fā)電裝置利用及供電質(zhì)量。

　　本文所采用的三相四開關(guān)拓?fù)錅p少了1組功率元件，其控制實(shí)現(xiàn)相對簡單；為便于模式間的平滑切換，應(yīng)采用電流跟蹤型控制方法。

　　基于周期積分的單相軟件鎖相方法，以周期累加的方法取代2次諧波低通濾波，以便對電網(wǎng)信號進(jìn)行準(zhǔn)確跟蹤。

　　直流母線電容電壓差值前饋補(bǔ)償方法可有效抑制三相四開關(guān)變換器直流中點(diǎn)電位偏移引起的輸出不平衡現(xiàn)象。